エネルギー出力の制御方法及び制御回路

专利摘要:
本発明は、安定した高出力エネルギーが得られるためのエネルギー出力の制御方法及び制御回路を提供することを目的とする。本発明による制御方法は、スイッチデバイスを制御するためのコントローラーをエネルギー出力回路に配置するステップと、所望の出力又は予め設定されたレベルに応じて、コントローラーがエネルギー出力波形を計算・設計するステップと、コントローラーからの指令を受けて、スイッチデバイスがトランスの一次側のON／OFF時間を制御するステップとを含む。本発明による制御回路において、トランスは通常の低周波数トランスであって、その一次側と入力電源の間に、コントローラーからの信号を受けるスイッチデバイスが直列に接続されている。また減磁回路がトランスの一次側の両端部に並列に接続されている。
公开号:JP2011511610A
申请号:JP2010544561
申请日:2008-11-14
公开日:2011-04-07
发明作者:林青雲
申请人:林青雲；
IPC主号:H02M3-28

专利说明:

[0001] 本発明は溶接機、加熱装置、直流電動機のエネルギー出力の制御方法及び制御回路に関し、特にエネルギー出力のパルス幅変調方法及びその回路に関する。]
背景技術

[0002] 工業上で使用されている溶接機、加熱装置のスイッチ電源や、直流電動機では、出力されるエネルギーを制御するために、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）回路が広く用いられている。従来のパルス幅変調では高周波数トランスによってパルス幅が変調されエネルギーが出力される。]
[0003] しかしながら、高周波数トランスを使うと、トランスを構成する材料の制限により、十分なエネルギーを得られず、エネルギー出力制御回路の出力エネルギーが制限されることもある。また、高周波数トランスによってパルス幅変調を行う場合、パルスのサイクルが一定で周波数が一定であるとき、パルス幅Pulseを変えることによってデューティサイクルを変え、出力されるエネルギーを制御するため、調整範囲が広くなると、OFF時間（Duty）が長すぎてエネルギーの出力が不安定となる恐れがある。]
発明が解決しようとする課題

[0004] 本発明の目的は制御可能で高出力のエネルギーを安定に提供できるエネルギー出力の制御方法及び制御回路を提供することにある。]
課題を解決するための手段

[0005] 上記課題を解決するために、本発明によるエネルギー出力の制御方法は、エネルギー出力回路のスイッチデバイスを制御するためのコントローラーをエネルギー出力回路に配置するステップと、電器に必要なエネルギー又は操作者が予め設定したエネルギー出力レベルに応じて、コントローラーによって、所望のエネルギー出力波形を計算するステップと、エネルギー波形に応じて、予定エネルギー出力波形をコントローラーが設計するステップと、予定エネルギー出力波形に応じてコントローラーがスイッチデバイスに指令を出し、スイッチデバイスがトランスの一次側のON／OFF時間を制御するステップとを含む。]
[0006] 本発明によるコントローラーは、通常のトランスによる出力特性曲線を測定し、且つコントローラー又はコントローラーに接続されるメモリーに記憶する。本発明におけるトランスとして通常の低周波数トランスが使われている。本発明におけるコントローラーはトランスの出力側からのフィードバック信号を受信して、予定エネルギー出力波形を調整する。本発明では、トランスのON／OFF時間のパルス波形におけるパルス幅は漸次増えまたは減りまたは一定に保つ。本発明においてトランスの二次側から出力されるパルス波形のOFF時間はトランスの最短減磁時間より長い。]
[0007] 本発明においてコントローラーは下記の方法でパルス幅、OFF時間及びON／OFF制御タイミングを計算する。
1、エネルギー波形の終了時点teを基本点とし、前回パルスの開示時点toを終了時点teとし、また現在時点twを終了時点teとし、時点順番nを0とする。
2、現在時点twでの電圧vによって、ON時間tnを計算する。具体的には、電圧v＝飽和電圧Vmaxで、パルス開始時間to＝水平線状波形の開始時点である場合、ON時間tn=現在時点tw-パルス開始時点toとなる。電圧v＜飽和電圧Vmaxの場合、ON時間tn＝最短ON時間tとなり、この場合、パルス開始時点to＝現在時点tw−最短ON時間t−最短減磁時間Tcである。
3、時点順番nに1をプラスして、現在時点tw＝前回パルス開始時点toとする。
4、現在時点tw＝0となるまで、つまりtwがエネルギー波形の開始時点となるまで、上記2〜3のステップを繰返する。]
[0008] 本発明によるエネルギー出力の制御回路はトランスを備え、前記トランスは通常の低周波数トランスであり、トランスの一次側と入力電源の間にスイッチデバイスが直列接続されている。前記スイッチデバイスはコントローラーから制御信号を受信する。前記トランスの一次側の両端部に減磁回路が並列接続されている。本発明ではトランスの二次側にフィルタ回路が接続されている。本発明ではフィルタ回路とコントローラーの間に電圧フィードバック回路が接続されている。]
[0009] 従来の技術に比べて、本発明は通常の低周波数トランスを利用し、コントローラーによってエネルギー出力波形を計算し、スイッチデバイスに指令を与えて、スイッチデバイスのON／OFF時間を制御するため、通常の低周波数トランスの出力波形および出力電圧の制御が便利になり、制御可能な出力エネルギーの範囲が著しく広くなり、エネルギーの出力がより安定できる。]
図面の簡単な説明

[0010] 図1は通常のトランスの変調回路原理図（一）である。
図2はトランスの出力特性を示す曲線図（一）である。
図3は従来のパルス幅変調（PWM）のパルス波形図である。
図4は本発明の実施例に係る通常のトランスの変調（TOM）回路原理図（二）である。
図5はトランスの出力特性を示す曲線図（二）である。
図6は通常のトランスの出力変調のパルス波形図である。
図7-1は本発明による方法で測定されたトランスの出力特性曲線図である。
図7-2は本発明による方法における所望のエネルギー波形図である。
図7-3は本発明による方法で予想されるパルス波形図である。
図7-4は本発明による方法によるON／OFF時間のパルス波形図である。
図7-5は本発明の実施例で出力されたエネルギー波形図である。
図8は本発明をACインバーター溶接機に適用する場合の回路原理図である。
図9は本発明を新型スイッチ電源に適用する場合の回路原理図である。
図10は本発明を直流電動機の速度調整に適用する場合の回路原理図である。]
発明を実施するための最良形態

[0011] 次に図と実施例を参照しながら本発明について更に説明する。従来のパルス幅変調は、図3の示すように、パルスのサイクルが固定され周波数が一定である場合、デューティサイクルがパルス幅/サイクル時間となり、パルス幅の変調によりデューティサイクルが変えられ、出力エネルギーがコントロールされる。この場合、調整範囲があまりにも広いと、OFF時間が長すぎて、エネルギーの出力が十分に安定できないこともある。本発明によるエネルギー出力制御回路は、図2の示すように、通常のトランスの入出力の基本特性、即ちトランスの一次側入力電圧V0が一定であるとき、スイッチデバイスのON時間Tに従ってトランスの二次側出力電圧Vが、最初の0から段々大きくなり最終的に安定した出力である飽和状態になるまでの時間は、トランスの磁化が生じないように、0から数ミリ秒msとし、通常10 msを超えない程度である、という特性を活用している。出力電圧Vが飽和状態になるまでの所要時間は出力飽和時間Tbという。本発明の実施例におけるトランスの飽和時間Tbは0〜1msの範囲内にあり、トランスの応答周波数は1KHz以下である。説明上の便宜を図り、時間推移に従ったトランスの出力変化の曲線を出力特性曲線と称する（VT曲線と略称する）。]
[0012] 本発明は、図1の示すように、通常の低周波数トランス4が用いられる。前記トランス4の二次側はエネルギーの出力側であり、トランス4の一次側と入力電源の間にスイッチデバイス2が直列に接続されている。前記スイッチデバイス2はコントローラーMCU1からの制御信号を受信する。トランス4の一次側の両端部には、OFF時に通常の低周波数トランスで発生する反圧を解消し、出力波形への影響を避けると共に、スイッチデバイス2を保護するための減磁回路3が並列に接続されている。また、本発明においてトランスはその応答周波数範囲以外にも活用され、トランスのVT曲線に応じて、センターコントローラーMCU1によってスイッチデバイス2のON／OFFが制御され、これによって通常の低周波数トランス4のON／OFF時間が制御され、その結果、通常の低周波数トランス4の出力波形が制御される。]
[0013] 本発明の実施例に係る制御方法及び制御回路で使われる、通常の低周波数トランスの出力飽和時間Tbの範囲が0〜3msであり、特にシングルチップコンピュータでスイッチデバイスによってトランスのON／OFF時間を制御して、出力電圧Vを制御する場合に適用される。また、本発明は高周波数トランスの場合でも活用できる。ただし、高周波数トランスの場合はTbの範囲が狭いため、シングルチップコンピュータによる制御は低周波数トランスの場合より難しくなる。]
[0014] 所期のエネルギー出力波形を得るために、図4の示すように、トランス4の二次側にフィルター回路5を接続させ、デューティサイクルに応じてそれぞれの出力電圧に転換させる。]
[0015] 図5に示すように、トランスのVT曲線は測定によって確定できる。具体的には、トランスの一次側のON／OFF時間T（マイクロ秒μsレベル）を変えながら、それぞれに応じた二次側の出力電圧Vを測定することで、トランスのVT曲線を得ることができる。トランスのVT曲線に応じて、図6に示すように、パルス幅或いはPulse時間、即ちトランスのON時間を変更させることで、トランスの出力電圧Vを制御することができる：
1、Pulse≦Tbの場合、図5のtoのように、ON時間内において、トランスの出力電圧は0からVo（時点t0に対応する）に変化する。
2、Pulse＞Tbの場合、図5のt1のように、ON時間内において、トランスの出力電圧は0から飽和電圧Vmax（時点Tbに対応する）まで変化し、その後、Vmaxに留まる。]
[0016] 本発明によるエネルギー出力制御回路は、パルスの周波数と関係なく、OFF時間（Duty）を制御すれば良い。OFF時間（Duty）はトランスの減磁時間Tcより長くしなければならない。さもなければ、トランスの残磁によってトランスの出力が影響されたり、長時間に減磁されていないことによってトランスが永久磁化されてしまったりする恐れがある。減磁時間Tcを影響する因子に、トランスの構造や材質、保護回路、減磁回路が含まれている。減磁時間Tcはトランスと回路とによって定まる。減磁時間TcがPWMのDuty時間よりも短いため、トランスの出力は一層安定できる。]
[0017] 本発明のエネルギー出力制御方法は次のステップを含む。
1、エネルギー出力回路のスイッチデバイスを制御するためのコントローラーをエネルギー出力回路に配置する。
2、コントローラーは、通常の低周波数トランスの出力特性曲線を測定して、且つそれに接続されるメモリーに記憶させる。前記出力特性曲線は図7-1に示されるように、出力電圧が段々上がり飽和値に達すると水平の線になる。
3、電気機器に必要な出力エネルギー又は操作者が予め設定したエネルギー出力レベルに応じて、コントローラーによって、所望のエネルギー出力波形図を計算する。図7-2に示されるように、該波形図はポリラインに構成し、出力値は最初段階では段々上がるが、飽和値に達すると水平の線となり、終了時にはまた0になる。
4、前記エネルギー波形図に応じてコントローラーは予定エネルギー出力波形図を設計する。該予定エネルギー出力波形図は、図7-3のように、最初段階では鋸歯状をなし、出力の幅が段々大きくなり飽和値に達すると水平の線となり、終了時にはまた0となる。
5、コントローラーはスイッチデバイスに指令を与え、上記通常の低周波数トランスの一次側のON／OFF時間は上記スイッチデバイスによって制御され、波形が変調されたパルス波形がトランスの二次側から出力される。図7-4に示すように、トランスの二次側から出力されるパルス波形におけるパルス幅は段々増えて、飽和値に達すると水平の線となり、終了時にはまた0となる。]
[0018] コントローラーは下記の方法でパルス幅、OFF時間及びON／OFF制御タイミングを計算する。
1、前回パルスの開始時点toを終了時点te、現在時点twを最終段の時点teとし、時点順番nを0とする。
2、現在時点twでの電圧vによって、ON時間tnを算出する。電圧v＝飽和電圧Vmaxであって、パルス開始時点to＝水平線状波形の開始時点である場合、ON時間tn＝現在時点tw−パルス開始時点toとなる。電圧v＜飽和電圧Vmaxの場合、ON時間tn＝最短ON時間tとなり、この場合、パルス開始時点to＝現在時点tw−最短ON時間t−最短減磁時間Tcである。
3、時点順番nに1をプラスし、現在時点tw＝前回パルス開始時点toとする。
4、現在時点tw＝0となるまで、即ちtwがエネルギー波形の開始時点になるまで、上記2、3の計算を繰り返す。
このように、メモリーにto，t1…tn−1のn時点が記憶され、一つのエネルギー出力波形が形成される。]
[0019] コントローラーは次の手順でON／OFF時間のタイミング指令を出し、スイッチデバイスのON／OFF動作を制御する。
1、スイッチデバイスをOFFにさせ、順番mをn−1と設定する。
2、スイッチデバイスをONにさせ、ON時間をtmとし、それからOFFにさせ、OFF時間は最短減磁時間Tcとする。
3、順番mを現在順番m-1と設定し、再度ON、それからOFFにさせ、ON時間をtmとし、OFF時間を最短減磁時間Tcとする。
4、m＜0まで上記3を繰り返す。上記の方法及びステップによればトランスの出力波形を制御することができる。トランスに固有のインダクタンス特性のため、実際の出力波形は図7-5の示すように、図7-3に示されるものより滑らかである。]
[0020] 本発明の方法では減磁時間Tcが最短にさせられるため、出力波形が確保され、整流回路を必要とすることなく、少々波紋を備える直流電源が構成される。よって、大きな出力ができ、且つ制御可能で使いやすい直流電源が構成される。]
[0021] 実施例1
図8は、本発明によるエネルギー出力制御回路をACインバーター高出力溶接機の出力回路に適用する様子を示している。交流電源を直接に使って、ブリッジ整流器及びフィルタ回路6を介して、形成された直流電源を高容量のコンデンサにチャージし、コンデンサの充放電及び電圧変調回路7によってコンデンサの電圧を所望の電圧まで調整した後、トランスのVT曲線及び所望のエネルギー出力波形に応じて、コントローラー1によってスイッチデバイス2の制御パルスの波形を変調することで、所望の出力波形を得ることができた。また、MCUを採用しているので、1台の溶接機で様々なエネルギー出力波形を出すことができる。また、本実施例では交流電源を用いているため、スイッチデバイスとして例えばIGBTなどのような高圧及び高電流に耐えるものを使う必要がある。さらに通常のトランスを使うので出力を大きくすることができる。本実施例における溶接機の最も優れている点は、そのエネルギー出力波形が変調できることである。]
[0022] 本実施例において、ACインバーター高出力溶接機の出力は7kVAであって、トランスの出力は7kVAである。トランスの一次側は55ターン巻線の構成で、二次側は2ターン巻線の構成であり、また一次側に2.8mmのエナメル線、二次側には幅25mmの赤銅シートで被覆した4.5mmの線を使っている。スイッチデバイスとして日本富士社製のIGBTで型番が2MBI200L-060のものを使っている。コントローラーにアメリカATMEL社製Atmega128-16u、減磁回路に逆ダイオード回路を用いて、また電圧調整回路の出力電圧は0〜280V DCとしている。]
[0023] 実施例2
図9は、本発明によるエネルギー出力制御回路をスイッチ電源又は高出力の直流電圧変調制御装置に適用する様子を示している。交流電源はブリッジ整流器、フィルタ回路6、コンデンサの充放電及び電圧変調回路7を経て、電圧Vが可変な直流電源に形成する。この場合、トランスの二次側に整流回路が不要である。高品質の出力電源を得るために、トランス4の二次側にフィルタ回路5が接続されている。電圧フィードバック回路8がフィルタ回路5から信号を取出してコントローラー1に送信する。トランスのVT曲線と所望の電源出力電圧と前記電圧フィードバック回路8から送られてきた信号に応じて、コントローラー1によってスイッチデバイス2の制御パルスの波形を変調することで、0〜最大出力電圧のように極めて広い範囲の直流電圧を得ることができる。従来のMCUであっても、多くは既にきちんとしたアナログ-デジタル変換（AD変換）機能が付いているので、低コストで本回路の電圧フィードバック機能を実現させることができる。]
[0024] このように電圧V及びスイッチデバイスの制御パルスの波形を変調するによってエネルギー出力を調整することは、通常のPWMスイッチ電源では得られない機能である。]
[0025] 本実施例において、スイッチ電源又は高出力の直流電圧変調制御装置の出力は1000Wであって、トランスの出力は1kVAである。トランスの一次側の巻線は78ターンの構成であって、二次側の巻線は2ターンに構成されている。一次側に1.8mmのエナメル線、また二次側には2.0mmのエナメル線を使う。スイッチデバイスとして日本富士社製のIGBTで型番が2MBI60L-060のものを使う。コントローラーとしてアメリカのATMEL社製のAtmega16-8uを使い、減磁回路として逆ダイオードを使い、フィルタ回路としてRC回路を使う。また、Atmega16-8uのAD変換機能によって電圧のフィードバックを行う。また、電圧変調回路の出力電圧は0〜280V DCとしておる。]
[0026] 実施例3
図10は、本発明によるエネルギー出力制御回路を直流電動機変速回路に適用する様子を示している。トランスのVT曲線と所望の直流電動機速度曲線と電圧フィードバック回路8から送られてきた信号に応じて、コントローラー1によってスイッチデバイス2の制御パルスの波形を変調して、所望の出力電圧を出させる。トランスの二次側に接続されたフィルタ回路5によって、直流電動機の回転を安定させることができる。]
[0027] 通常の直流電動機変速回路では、電圧フィードバックが厳しく要求されなかったり要らなかったりする。この場合、従来のMCUであってもきちんとしたアナログ-デジタル変換（AD変換）機能が付いているため、低コストで本実施例による回路の電圧フィードバック機能が実現できる。より高品質の電圧フィードバック回路8を使えば、スイッチデバイス2によってトランス4の出力パスる波形をリアルタイムで変調できるため、直流電動機9の速度曲線を更に高精度で制御することができる。]
[0028] 本発明のエネルギー出力制御回路によれば、直流電動機の無段差変速が容易にでき、且つ電動機の速度曲線をリアルタイムで制御することができる。]
[0029] 本実施例では、直流電動機として深チン市標馬モータ有限公司製の12V/24V F280モータを使い、また15V/220V 20Wのトランスを使う。スイッチデバイスとして国際整流器（International Rectifier）社製のIRG4PC60Fを、コントローラーとしてアメリカATMEL社製のAtmega16-8uを、減磁回路として逆ダイオード回路を、フィルタ回路としてRC回路を使う。また、Atmega16-8uのAD変換機能によって電圧フィードバックを行う。]

权利要求:

請求項1
エネルギー出力回路のスイッチデバイスを制御するためのコントローラーをエネルギー出力回路に配置するステップと、所望の出力エネルギー又は操作者によって予め設定された出力エネルギーのレベルに応じて、コントローラーが所望のエネルギー出力波形を計算するステップと、コントローラーが前記所望のエネルギー出力波形に応じて予定エネルギー出力波形を設計するステップと、コントローラーが予定エネルギー出力波形に応じて前記スイッチデバイスに指令を与え、前記スイッチデバイスがトランスの一次側のON／OFF時間を制御するステップとを含むことを特徴とするエネルギー出力の制御方法。
請求項2
前記トランスは通常の低周波数トランスであることを特徴とする請求項2に記載のエネルギー出力の制御方法。
請求項3
前記コントローラーは通常のトランスの出力特性曲線を測定して、前記コントローラー又は前記コントローラーに接続されたメモリーに記憶することを特徴とする請求項1に記載のエネルギー出力の制御方法。
請求項4
前記コントローラーはトランスの出力側からのフィードバック信号に応じて、予定エネルギー出力波形を調整することを特徴とする請求項3に記載のエネルギー出力の制御方法。
請求項5
前記トランスのON／OFF時間のパルス波形におけるパルス幅は漸次増えまたは減りまたは一定に保つことを特徴とする請求項4に記載のエネルギー出力の制御方法。
請求項6
前記トランスの二次側から出力されるパルス波形におけるOFF時間はトランスの最短減磁時間より長いことを特徴とする請求項5に記載のエネルギー出力の制御方法。
請求項7
前記コントローラーは、1、エネルギー波形の終了時点（te）を基本点とし、前回パルスの開示時点（to）を終了時点（te）とし、また現在時点（tw）を終了時点（te）とし、時点順番（n）を0として、2、現在時点（tw）での電圧（v）によって、ON時間（tn）を計算して、具体的には、電圧（v）＝飽和電圧（Vmax）で、パルス開始時間（to）＝水平線状波形の開始時点（to）である場合、ON時間（tn）=現在時点（tw）-パルス開始時点（to）として、また、電圧（v）＜飽和電圧（Vmax）の場合、ON時間（tn）＝最短ON時間（t）となり、この場合、パルス開始時点（to）＝現在時点（tw）−最短ON時間（t）−最短減磁時間（Tc）であって、3、時点順番nに1をプラスして、現在時点tw＝前回パルス開始時点（to）とし、4、現在時点（tw）＝0となるまで、つまりエネルギー波形の開始時点となるまで、上記2〜3のステップを繰返す方法でパルス幅、OFF時間及びON／OFF制御タイミングを計算することを特徴とする請求項5に記載のエネルギー出力の制御方法。
請求項8
トランスを備えるエネルギー出力の制御回路であって、前記トランスは普通の低周波数トランスであり、トランスの一次側と入力電源の間に、コントローラーからの制御信号を受けるスイッチデバイスが直列に接続され、トランスの一次側の両端部に減磁回路が並列に接続されていることを特徴とするエネルギー出力の制御回路。
請求項9
フィルタ回路が前記トランスの二次側に接続されたことを特徴とする請求項8に記載のエネルギー出力の制御回路。
請求項10
電圧フィードバック回路が前記フィルタ回路とコントローラーの間に接続されたことを特徴とする請求項9に記載のエネルギー出力の制御回路。